RF鏈
RF鏈是一系列電子組件和子單元，其中可能包括放大器，過濾器，混合器，衰減器和探測器。例如，它可以將多種形式作為電子戰（EW）應用的寬頻接收器檢測器，作為通信目的的可調窄帶接收器，作為信號分配系統中的中繼器，或作為放大器及以上- 發射器驅動器的交換機。在本文中，術語RF（射頻）涵蓋了頻率範圍“中等頻率”至“微波頻率”，即從100 kHz到20 GHz。
RF鏈的關鍵電參數是系統增益，噪聲圖（或噪聲因子）和過載水平。與這些屬性相關的其他重要參數是靈敏度（可以在鏈的輸出下解決的最小信號水平）；動態範圍（鏈條可以可靠地處理的最大級別到最小水平的總信號範圍）和虛假的信號級別（由攪拌機和非線性放大器等設備產生的不良信號）。此外，可能會擔心對傳入乾擾的免疫力，或者相反，是從鏈中發出的不良輻射的量。系統對機械振動的耐受性也可能很重要。此外，鏈的物理特性（例如大小，重量和功耗）也可能是重要的考慮因素。
討論了可能遵循的各種信號處理組件的信號和信號對噪聲要求的補充，因為它們通常確定鏈條的目標數字。
參數集
RF鏈中的每個兩個端口網絡都可以通過參數集來描述，該參數集將出現在該網絡端子上的電壓和電流相關聯。示例是：阻抗參數，即Z-Parameters ；接收參數，即Y-Parameter ，或者對於高頻情況，散射參數，即S-參數。散射參數避免需要開放或短路端口，這是在微波頻率下難以實現的要求。
從理論上講，如果參數集已知RF鏈中的每個組件都知道，則無論配置如何，都可以精確地計算鏈的響應。不幸的是，獲取執行此程序所需的詳細信息通常是一項繁重的任務，尤其是當級聯中有兩個或三個組件以上時。一種更簡單的方法是假設鏈條是一系列阻抗匹配的組件，然後隨後將公差擴散用於不匹配效果（請參閱後面）。
系統電子表格
系統電子表格一直是一種流行的方式，它以階段的方式顯示鏈條的重要參數，以了解頻率的頻率範圍。它具有突出關鍵性能數字的優勢，並在可能的問題區域可能發生的情況下引起銷釘點，從考慮整體結果的考慮，這並不總是顯而易見的。可以通過計算機程序手動或更方便地編譯此圖表
此外，還可以為系統設計師提供輔助工具。
接下來給出了一些適用於電子表格開發的例程。
關鍵電子表格主題
對於下面考慮的參數，假定該鏈包含一系列級聯的設備，這些設備（名義上）匹配。此處給出的過程允許所有計算以順序顯示在電子表格中，並且不使用宏。儘管這使得電子表格較長，但沒有對用戶隱藏的計算。為了方便起見，散佈板列顯示了子頻帶中的頻率，帶寬足夠窄，以確保任何增益紋波的表徵都充分錶徵。
考慮RF設備鏈中的第n階段。前（N -1）設備的累積增益，噪聲圖，1 dB壓縮點和輸出熱噪聲功率分別由GCUM N -1 ，FCUM N -1 ，PCUM N -1和NCUM N -1給出。我們希望確定新的累積數字，當包括第n階段時，即gcum n ，fcum n ，pcum n和ncum n的值，鑑於n階段的值的值為g n ，f n ，p1 n出於其增益，噪聲圖和1 dB壓縮點。
累積收益
n級後的累積增益，gcum n ，由
和gcum n （db）由
其中gcum n-1 （db）是第一個（n-1）階段的總增益，而g n （db）是第n階段的增益。
DB和線性術語之間的轉換方程是：
和
累積噪聲因子（噪聲圖）
累積噪聲因子，在整個級聯的n階段之後，FCUM n由
其中fcum n-1是第一個（n-1）階段的噪聲因子，f n是第n階段的噪聲因子，而gcum n是n個階段的總體增益。
然後是累積噪聲圖
- 注意1：使用具有高增益的放大器在第一階段將確保噪聲圖下的噪聲降解較小或可以忽略不計。這將是最適合系統靈敏度的，請參見稍後。
- 注2：對於鏈的被動（有損）部分，該部分的噪聲圖等於該部分的丟失。因此，例如，3 dB衰減器的噪聲圖為3 dB。
累積1DB壓縮點
出於電子表格的目的，很方便將1 dB壓縮點引用到RF鏈的輸入，即p1cum n （輸入），
其中p1cum n-1是第一個（n-1）階段輸入處的1 dB壓縮點，p1 n是第n個階段的1 dB壓縮點，提到其輸入，而gcum n是總體增益，包括第n階段。單位是[MW]或[WATT]。
- 注意：為了獲得最佳結果，即以低前端增益實現了耐受性信號的系統。這與對低總噪聲因子的需求相抵觸，這需要很高的第一階段增益。
- 注2：1 dB壓縮點縮寫為P1DB，IP1DB或OP1DB。它參考了[DBM]測量的輸入或輸出功率水平。總體系統性能實際上可以通過1 dB壓縮方法評估。
相關參數（例如IP3或IM3）是用於評估系統的有用數字。設備將燃燒，應用IP3輸入級別。使用光譜分析儀測量的精度為（HP/Agilent規格： +-1.0 dB和 +-0.5 dB自定義設備）。不要追逐DB的分數。在線性系統中，所有這些都會導致AGC。
累積噪聲功率
在RF鏈的輸入處存在的熱噪聲功率，是電阻匹配的系統中的最大值，等於KTB，其中K是Boltzmann的常數（= 1.38044×10 -23 J/K），T是絕對溫度，在Kelvins和B中是Hz中的帶寬。
在17°C（290 K）的溫度下，KTB = 4.003×10 -15 W/MHz = -114 dBm，用於1 MHz帶寬。
RF鏈的N級後的熱噪聲，總增益G T和噪聲圖F T由
其中K = Boltzmann的常數，T是Kelvins中的溫度，B是Hertz中的帶寬，或
其中ncum n （dbm）是每1 MHz帶寬的總噪聲功率，
在接收器中，設定了累積增益，以確保鏈的輸出噪聲功率適當的級別，以適合隨後的信號處理階段。例如，輸入到模數轉換器的輸入（a/d）的噪聲水平不得在A級別上太低，否則噪聲（以及其中的任何信號）未正確表徵（請參閱上的部分A/DS，以後） 。另一方面，太高的水平導致動態範圍的損失。
通過確定鏈的基本參數，可以得出其他相關屬性。
二階和三階攔截點
有時，高信號水平的性能是通過“二階截距點（I2）”和“三階截距（i3）”而不是1 dB壓縮點來定義的。這些是在兩信號測試中發生的概念信號水平，並對應於二階和三階調製產物的理論點，其功率水平與輸出信號相同。該圖說明了情況。
實際上，從未達到攔截水平，因為放大器在達到之前已經限制了限制，但是它們是有用的理論觀點，可以從較低的輸入能力下預測截距水平。用DB術語，它們的速度（IP2）的兩倍，是基本信號的速率（IP3）的三倍。
當產品（階段到期）不連貫地添加時，這些產品的累積結果是通過與1 dB壓縮點相似的方程式得出的。
其中i2cum n-1是第一個（n-1）階段輸入處的二階截距點，i2 n是第n階段的第三階攔截點，提到其輸入和gcum n是總體增益第n階段。
相似地，
其中i3cum n-1是第一個（n-1）階段輸入處的三階截距點，i3 n是第n階段的三階截距點，即其輸入。
在確定係統的“虛假自由動態範圍”時，累積截距點很有用。
三階截距水平與1 dB壓縮水平之間存在近似關係
儘管只有近似值，但發現該關係適用於大量放大器。
信噪比
在播放板中，b/m（hz）的b/m（hz）的m子頻段（電子表格柱）分為每個子頻段（Hz），每個子頻段（m = 1至m）將熱頻段分開如上所述，得出噪聲功率。實際上，如果系統具有漣漪，則這些結果將略有不同，從列到列。
信噪比（s：n）是脈衝（psig）的峰信號功率除以M頻率箱的總噪聲功率（pnoise），即
這是RF頻率下的S：N比。如下所示，它可能與視頻s：n比率有關。
關聯RF和視頻S：N比率
出於電子表格的目的，找到RF信號與噪聲比，這對應於解調或檢測後所需的視頻信號與噪聲圖。由於RF鏈通常可以忽略檢測器二極管的任何噪聲貢獻，因此可以證明視頻S：N
在哪裡
- P S =輸入RF信號功率；
- 8B V和B R是視頻和RF帶寬；
- f'= f -1/g其中g是鏈增益，而有效的噪聲圖；
- k =鮑爾茨曼的常數；和
- t =環境溫度
[如果整個頻段之間存在顯著的增益變化，則可以將其分為M子頻段，並如前所述為這些子帶的結果匯總。]
從上面的方程式中，由於RF頻段中的噪聲功率為p n = ktb r f'，因此可以找到rf和視頻s：n比率之間的關係。
（該結果可以在其他地方找到）。
顛倒這種關係給出了達到給定視頻s：n比率所需的RF信噪比：
信號靈敏度
信號敏感性對於接收系統很重要，並指輸入處的最小信號水平，這是給出一個可以通過RF鏈末端的檢測過程可靠地解析的信號。在中繼器和發射器驅動程序的情況下，信號水平往往更高，而其他問題（例如階段過載和偽造信號產生）往往更相關。
確定係統靈敏度的值可能很困難，並且取決於許多事物，包括檢測方法，信號編碼方法，RF通道的帶寬以及是否涉及數字處理。評估系統靈敏度性能的兩個重要參數是“檢測的概率”和“錯誤警報率”。
統計方法通常在決策過程中使用（請參閱TSUI和Skolnik）。
切向靈敏度
切向靈敏度（TSS）定義了輸入功率，從而導致視頻信號與檢測器的噪聲比約為8 dB。縮略圖顯示了在TSS極限處進行典型檢測到的脈衝的示例，而脈衝 +噪聲位於噪聲底部的水平上。在實際情況下，TSS級別對於可靠的脈衝檢測值太低，但是可以在接收器上的台式測試中以足夠的精度確定它，以便為系統性能提供快速指南。
在帶有方law檢測器的寬帶接收器中，鏈輸入端子處的TSS值由，由
由此，當視頻輸出在TSS處時，可以獲得RF信號的s：n，可以獲得檢測器的輸入。
該方程式表明，當視頻輸出在TSS時，RF處的S：N通常小於寬帶系統中的統一。例如，如果b r /b v = 500，則方程給出（s：n） r = 0.17（≈ -7.7 dB）。 （注意：通過使用與上一節中給出的RF和視頻S：N比的方程式獲得類似的結果）。
縮略圖顯示模擬的視頻輸出（在TSS）對應於寬帶噪聲中的RF脈衝，s：n = 0.17，帶寬比為500。
AS：脈衝檢測的N指南圖
系統的靈敏度可以作為“最小檢測信號”。這是超過閾值的信號級別，超過了適當的邊距（如果設置的級別設置得太低，則噪聲尖峰會超過其頻率，並且如果信號+噪聲不超過足夠的邊距，則可能會落在閾值過早地給出脈衝終止。幫助確定檢測器的必要s：N比。
在噪聲中脈衝檢測信號的情況下，沿寬帶接收器的檢測器之後，RF帶寬大大超過了視頻帶寬，這是可靠性能的指南a s：n（視頻）的指南數字為16至18 dB。這是用於電子表格中的有用數字，它對應於檢測到超過99％的1個目標的概率
（儘管較低的s：n值可以給出可接受的“檢測概率”和“虛假警報率”數字，但是脈衝長度的測量值降低了可靠，因為脈衝上的噪聲尖峰可能會延伸到所選閾值水平以下）。
作為示例，縮略圖在噪聲中顯示了檢測到的脈衝的模擬示例，其中s：n = 18 dB和15 dB。可以看出，如果s：n跌至15 dB或更低，很難為脈衝檢測設置閾值水平，這很明顯，但並不能提早終止。
如前所述，視頻S：N比與RF S：N比有關。
在場景中，例如雷達脈衝檢測，可能會發生幾個脈衝上的積分，然後較低的s：n值是可以接受的。通常，系統靈敏度和脈搏檢測理論是專業主題，通常涉及統計程序不容易適應電子表格。
不匹配
過去，RF鏈中的設備經常與短傳輸線相互連接，例如同軸電纜（0.414“和0.085”半剛性電纜），通過條紋或微帶線條。幾乎總是在各個接口處發生不匹配。
傳輸線的標準方程式以不匹配終止，是
- 電壓反射係數=γ，其中γ=（z i - z 0 ）/（z i + z 0 ）
- 返回損失（功率）= 20.log |γ| VSWR =（1 +γ）/（1-γ）（請參閱駐波比）
- 不匹配損失= -10.log（1- γ2 ）
不匹配的傳輸線的響應
如果兩端的傳輸線不匹配，則可以在線上存在多重反射的信號，從而導致頻率響應的波動，如載荷所示。
如果僅考慮首次迴聲（即忽略多個反射），則輸出響應由
在哪裡
- α是單個通過電纜的損失，
- ρ1和ρ2是終止的電壓反射係數，
- f是頻率，
- T D是電纜的（單個通過）傳播延遲
縮略圖中顯示了典型的圖。
該響應具有帶有峰值峰值值ΔA的連鎖部分，由
波紋的峰值到峰峰（或水槽）的頻率差為ΔΩ給出
多個不匹配的響應
RF鏈可能包含許多各個長度的階段間鏈接。總體結果是使用
這可以給出遠非平坦的總體響應。例如，隨機收集了25個級聯（但分開）鏈接的結果給出了所示的結果。在此，假定隨機選擇路徑延遲，α為團體， ρ1和ρ2以典型值0.15（回報損失≈16dB），對於10至20 GHz的頻率範圍
在此示例中，建議以50 MHz間隔進行校準，以表徵此響應。
如果不匹配ρ1和ρ2改善，尤其是如果將互連鏈路的長度短短，則將降低紋波振幅。由表面安裝的組件組成的RF鏈，由條帶線互連，可以使其物理小，可能會達到小於0.5 dB的波紋。使用集成電路的使用將使較低的波紋保持較低（參見，例如單片微波集成電路）。
攪拌機
RF鏈中混合器的存在使電子表格複雜化，因為輸出的頻率範圍與輸入處的頻率範圍不同。此外，由於混合器是非線性設備，因此它們引入了許多不受歡迎的調製產品，尤其是在寬帶系統中。
對於頻率F SIG和局部振盪器頻率F lo的輸入信號，混合器的輸出頻率由
M和N是整數。
通常，對於混合器，所需的輸出是n = M = 1的頻率。其他輸出通常稱為“馬刺”，通常是不需要的。頻率計劃通常是作為單獨的電子表格製定的，以最大程度地減少這些不需要的信號的後果
有關混音器性能的一些一般觀點是：
- M和N小的產品往往具有最大的幅度，因此它們需要最大的關注，如果可能的話，應落在操作傳遞頻段之外。當M和N高時，產品趨勢較小，並且通常可以忽略。
- 最好使用f lo設置高，即f lo > f sig來實現下接種者。
- 在接收器中，如果設置（中間頻率）很高，則圖像頻率信號會減少麻煩。
- 通過使用雙平衡的混合器可以最大程度地減少本地振盪器洩漏
- 為了避免高水平的馬刺，應避免向混合器呈現大幅度信號。因此，在混合器之前獲得高增益是不良的實踐（這可能與需要低噪聲數字相抵觸的要求）。無論如何，應用於混合器的LO功率應大大超過信號功率。
在典型的攪拌機中，1 dB壓縮點在局部振盪器功率以下5至10 dB之間。
請注意，對於放大器，IP3和P1之間的近似關係與此不同。對於混合器而言，非常近似的表達是：
由於這是非常近似的，因此建議參考有關混合器的規範，以進行澄清。
動態範圍
動態範圍（D R ）是輸入功率從可檢測的信號到鏈超載的級別的輸入功率範圍。
D r由
其中p max是前面討論的最大信號功率，而p sens是信號檢測的最小輸入功率（請參閱前面討論的靈敏度）。
接收器天線的野外強度，天線增益和信號功率
（對於以下方程式做出了幾個假設。首先，如果傳入信號是極化的，則旋轉天線以匹配極化，其次，假定天線輸出阻抗與鏈輸入端口和鏈條輸出端口的阻抗匹配，第三，當引用增益時，這是天線的最大增益（有時稱為無聲增益））
當傳入信號的功率密度為p inc時，天線端子處的功率為p r
其中EFF是天線的有效區域（或天線孔徑）。電源密度（每米平方瓦）可能與電場強度E R相關，以每米的伏特給出
天線的增益與有效孔徑有關。 ： 
實際上，天線的有效光圈小於實際物理區域。對於盤子，有效面積約為實際面積的0.5至0.6倍，對於矩形角天線，其大約是實際面積的0.7至0.8倍。對於偶極子，沒有實際的物理區域，但是由於半波偶極子的功率增益為1.62，因此可以從中推斷出有效區域。
前端損失
前端損失是在接收器鏈的第一個活動設備之前發生的損失。它們通常是由於特定係統的運行要求而出現的，但應在可能的情況下最小化，以確保最佳的系統敏感性。這些損失增加了第一個放大器階段的有效噪聲圖，DB的DB。
某些損失是系統構建的結果，例如天線到接收器進料器損失，可能包括波導到海上。過渡損失。其他損失源於包括保護鏈免受高入射力的設備的必要性。例如，雷達系統需要一個發射電池（TR）單元，以保護鏈條免受雷達發射機的高功率信號的侵害。同樣，在船上需要一個前端限制器，以保護鏈條免受附近的高功率發射器的排放。
此外，該系統可能在其輸入處包括一個帶通濾波器，以保護其免受帶外信號的侵害，並且該設備將有一些傳球損耗。
信號和S：信號處理設備的n要求
探測器（二極管）
RF和微波爐的檢測器二極管可以是點接觸二極管， Schottky二極管，Arsenide炮或PN交界器。其中，Schottky二極管和連接二極管需要偏見以獲得最佳結果。同樣，在高頻下，矽連接二極管的表現不佳。典型的檢測器二極管的TSS為-45至-50 dBM，峰值脈搏功率為20dBm，儘管可以更好地數字）。
在低功率下，二極管具有方形特性，即輸出電壓與輸入功率成正比，但是在較高的功率（高於-15dbm）下，設備變為線性，其輸出電壓與輸入電壓成比例。
正方形法律檢測器也可以在視頻，寬帶系統中發出可檢測的信號，即使RF S：N不小於統一。例如，使用前面給出的RF-to-video關係，對於帶寬為6 GHz的系統，RF S：N值為0.185（-7 dB），視頻S：N（IE TSS）將為6.31（8 dB） 。 （對於此示例，TSUI方程給出了RF S：N值為0.171）。
探測器 - 錄像機放大器（DLVAS）
使用多個通道，斜視和振幅比較方法在方向查找系統中通常發現了DLVA。它們也可用於在數字化之前壓縮接收器傳入信號的動態範圍。它們涵蓋頻率範圍，例如2 - 6 GHz和6 - 18 GHz。還有可用的寬帶設備覆蓋2 - 18 GHz的範圍。
一個簡單的DLVA包含一個寬帶二極管檢測器，然後是具有對數特性的放大器，其輸入功率範圍通常為-45dbm至0dBm，在擴展範圍的DLVA中，它可以增加到-45dbm至0dBm。兩種設備以及放大器可以合併，可有效範圍-65dBm至 +15dBm。
在包括低噪聲放大器的連續檢測DLVA中，功率範圍可能為-65dBm至 +10dBm
瞬時頻率測量系統（IFM），數字判別單元DDU）
IFM可以提供單個脈衝的頻率測量。他們結合了一組延遲線頻率鑑別器，延遲長度在二進製或其他序列中增加。他們通常會納入自己的收益。最長延遲線的判別器建立了頻率測量的精度和分辨率，最短的延遲線相關器定義了DFD的明確帶寬，其餘相關器可以解決歧義。通常，IFM中存在一個輸入，限制放大器。這將接收的信號提高到了相關器處理的恆定級別，從而使頻率處理器的頻率數據編碼任務更加容易，並在存在同時信號時強調“捕獲效果”。通常，RF放大器將在最低指定信號輸入水平下至少產生10 dB的限制。如果RF S：N比太低，則最長的延遲線相關器的輸出（設置IFM的頻率分辨率）將降解和嘈雜。在高S：N比（+10dBm）下，測得的頻率準確性接近相關器受限的RMS誤差，但是在大約-3dbm SNR時，出現了歧義誤差，從而導致較大的測量值。
典型DDU的最低輸入功率水平約為-75dBm，並且接收器噪聲圖為10 dB，它的頻率精度約為1 MHz，它們的動態範圍為65至75 dB，並且覆蓋頻段（例如2 - ） 6 GHz ，6-18 GHz和一些寬帶設備覆蓋2 - 18 GHz。
隨著數字技術的出現，已經實現了與模擬系統的類似過程。
模擬數字轉換器（A/DS）
位於RF鏈末端的類似物到數字轉換器為進一步的信號處理提供了數字信號。由於A/D使用採樣信號運行，如果不丟失數據，則必須滿足Nyquist -Shannon採樣定理。如前所述，可以通過方律二極管檢測器檢測到浸入寬帶噪聲中的低振幅RF脈衝。類似地，可以通過壓縮從噪聲層下方恢復傳播頻譜信號。因此，為了確保沒有數據丟失，鏈增益應足夠高，以確保熱噪聲會充分激活A/D，以便可以通過檢測或壓縮過程正確恢復噪聲中的任何信號。通常，RMS噪聲電壓呈現A/D的輸入應為A/D範圍的一兩個位，但不要較低。另一方面，鏈條的增益過多，以使噪聲底部不必要地高，將導致動態範圍的損失。
舉例來說，以200級為200和½lsb的時間帶寬產物的CHIRP信號嵌入噪聲中，RMS電壓為1 LSB，在輸入中顯示為a/d。他對平均值進行了數字化，定量輸出，類似於下面的左圖中的示例。在信號處理器中壓縮後，高振幅脈衝（其大小都超過噪聲，如右手圖所示。
這個示例恰好表明，無意間的抖動的好處用於改善A/D的線性和動態範圍。在此處考慮的信號的情況下，如果沒有噪聲，但僅單獨信號，其幅度將不足以操作A/D。